Page 232 - 通信技术分析及发展研究

Analysis and Development Research of Communication Technology
通信技术分析及发展研究

式可以看出，当 C1 或（f02-f12）越小，Z1 的值将越大，即 L1、C1 并联阻塞网
络对 f1=603k Hz 呈现的阻抗将越大，同理，L1、C1 并联阻塞网络对 f2=1557k
Hz 呈现的阻抗也越大，所以 C1 不宜选择太小，一般取 C1 ＝ 1000pf~3000pf。
这里我们 C1 取值为 1500pf，则通过计算，可算出 L1 的值。而对 603k Hz 天调

网络要阻塞 1557k Hz，采用 L2、C2 并联谐振于 1557K Hz，其对 f1=603k Hz 呈
现的阻抗；对 1557k Hz 的天调网络要阻塞 603k Hz，采用 L4、C4 并联谐振于
603k Hz，其对 f2=1557k Hz 呈现的阻抗 Z’2= 则当取值 C2=800pf，C4=2500pf 时，
可算出 L2 及 L4 的值。

3. 阻抗匹配
阻塞网络后在 1557 k Hz 所呈现的阻抗为 70+j145.4Ω，我们利用阻抗的虚部
（j145.4Ω），作为 Γ 型网络的一个臂，通过计算，我们可以得到两种 Γ 型网
络的匹配形式，如图 7-7 所示。

图 7-7 两种 Γ 型网络的匹配形式

这两种匹配网络都可以实现阻抗匹配的目的。考虑到 1557 k Hz 位于广播频
率的高端，在网络的选择中，能使 1557 k Hz 以下的频率段的衰减度尽可能的低，

从而减小天线感应过来的杂波对发射机的影响，所以在实际应用中都选择高通型
匹配网络，C5 起隔直流作用，并综合一部分感性，使阻抗的虚部变为 j43；经计
算，选择 L7、C6 并联，通过微调 L7，使阻抗实部变换为 50Ω；串联 L8 并微调，
使阻抗虚部变为 j0。

而阻塞网络后在 603k Hz 所呈现的阻抗为 193-j205Ω，串接 L5，综合一部
分容性，使阻抗变为 193-j61；经计算，选择 L3、C3 并联，通过微调 L3，使阻
抗实部变换为 50Ω；串联 L6 并微调，使阻抗虚部变为 j0。
至此，1557k Hz 和 603k Hz 的双频共 T 型天线匹配网络设计已基本完成，
当然网络各元件参数的选择，还必须考虑发射机在额定功率输出、调制度为 1.2

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